NONDESTRUCTIVE TESTING HANDBOOK -
Electromagnetic Testing
Manual de Ensaio Não Destrutivo - Ensaio Eletromagnético
- Parte 1. Introdução aos Princípios dos Ensaios
Eletromagnéticos
- Parte 2. Ensaio de Campo Magnético de Fuga
- Descontinuidades Subsuperficiais
- Grau de Magnetização Inicial
- Parte 3. Ensaio de Correntes Parasitas
- Condutividade Elétrica e Resistividade
- Impedância
- Parte 4. Ensaio de Microondas
- Radiação de Microondas
- Aproximação Experimental Básica
1 INTRODUÇÃO AOS PRINCÍPIOS DOS ENSAIOS ELETROMAGNÉTICOS
O
ensaio eletromagnético, um método de ensaio não destrutivo, assim como
outros métodos de ensaio não destrutivos, envolve a aplicação de
energia eletromagnética para avaliar a condição de objetos ensaiados. A
energia interage com o material e um instantâneo do processo de
interação é analisado para determinar a condição do material. Embora os
métodos eletromagnéticos, em princípio, abranjam uma ampla gama de
técnicas, o termo ensaio eletromagnético é geralmente usado para
denotar diversas técnicas, incluindo ensaio de fuga de fluxo magnético,
ensaio de correntes parasitas e ensaio por micro-ondas. Métodos de
radiação, como ensaio por infravermelho, ensaio térmico e ensaio
radiográfico, muitas vezes não são considerados métodos
eletromagnéticos, embora sejam regidos pelas mesmas leis físicas.
Embora
todos os métodos eletromagnéticos sejam regidos pelas equações de
Maxwell, a natureza distintiva de cada método decorre das diferenças
nas frequências de excitação, na natureza dos transdutores utilizados e
nas técnicas de análise de sinal para caracterizar o estado do objeto
ensaiado. Por exemplo, as técnicas de fuga de fluxo magnético
normalmente utilizam frequências de excitação próximas de 0 Hz,
enquanto as técnicas de correntes parasitas utilizam frequências de
excitação de cerca de 100 Hz a cerca de 10 MHz. Os ensaios por
micro-ondas utilizam fontes de excitação geralmente acima de 100 MHz.
À
medida que a frequência de excitação aumenta a partir de zero, o
processo físico subjacente muda gradualmente. Abaixo de cerca de 10
MHz, o campo é considerado quase estático, o que significa que o
deslocamento da corrente
é desprezível. Conforme a frequência finalmente aumenta além dos
valores quase estáticos, a energia se propaga na forma de ondas no
material ensaiado. As diferenças nos processos subjacentes associados a
cada frequência permitem que as técnicas eletromagnéticas testem uma
ampla gama de materiais.
Os princípios subjacentes às três técnicas correspondem às três faixas de frequência discutidas a seguir:
- (1) ensaio de fuga de fluxo magnético (baixa frequência),
- (2) ensaio de correntes parasitas (frequência média), e
- (3) ensaio de micro-ondas (alta frequência).
2. ENSAIO DE CAMPO MANGÉTICO DE FUGA
O
ensaio de fuga de fluxo magnético é amplamente utilizado na indústria
para ensaiar peças e componentes ferromagnéticos. A técnica de fuga de
fluxo magnético envolve a magnetização do objeto ensaido por um ímã
permanente ou pela passagem de uma corrente de excitação diretamente
através de um eletroímã. A presença de uma descontinuidade na
superfície ou próxima à superfície da amostra perturba as linhas de
fluxo magnético e resulta em um campo de fuga local ao redor da
descontinuidade. O campo de fuga de fluxo magnético pode ser detectado
usando diversas técnicas. No ensaio por partículas magnéticas, o campo
de fuga é visualizado pela pulverização da superfície do objeto
ensaiado com partículas magnéticas revestidas com corante colorido ou
fluorescente. A força exercida pelo campo de fuga magnético ao redor de
uma trinca atrai as partículas, alinhando-as ao longo das trincas
superficiais.
O
campo de fuga de fluxo magnético também pode ser detectado usando
sensores sem contato, como uma sonda de efeito Hall ou uma bobina de
indução simples. Uma sonda de efeito Hall, utilizando um elemento
orientado paralelamente à superfície da amostra, é sensível à
componente normal do campo de fuga de fluxo magnético e gera um sinal
típico, como mostrado na Figura 1 para um entalhe retangular. (R02)
Figura 1. Sinal típico do campo de fuga. (R02)
Para
compreender o funcionamento da fuga de fluxo magnético, é útil
considerar a física dos ímãs permanentes. Um ímã permanente pode ser
considerado uma aglomeração de domínios que podem ser vistos como micro
ímãs elementares, obtidos devido ao fato de os momentos dipolares dos
spins dos eletrons dos átomos não compensados contidos no domínio
serem mantidos paralelos. (R03)
No estado desmagnetizado, os domínios se orientam aleatoriamente
(Figura 2a), de modo que existam caminhos fechados para o fluxo
magnético no material. A energia magnetostática, nessa condição, é
mínima. Esse estado é indicado pelo ponto 0 na curva característica da
densidade de fluxo magnético B em função da intensidade do campo
magnético H (Figura 3). Quando um campo magnético externo é aplicado,
os domínios tendem a se alinhar com a direção do campo aplicado,
aumentando assim B. O ponto de operação agora se move para a região OA
na Fig. 3. O tamanho e a orientação dos domínios são afetados pela
energia potencial (1) resultante da interação entre átomos vizinhos,
(2) associada à energia de anisotropia e (3) associada à energia do
campo externo.
 
 
Legenda:
B = densidade de fluxo magnético (escala relativa)
H = intensidade do campo magnético (escala relativa)
Figura 2. Física dos ímãs permanentes:
(a) orientação aleatória dos domínios no estado não magnetizado;
(b) domínios alinhados na direção do campo aplicado;
(c) relaxamento do alinhamento paralelo dos domínios quando o campo magnético é removido;
(d) autodesmagnetização do material após a remoção do campo magnético;
(e) reversão dos domínios para orientação aleatória quando a lacuna (entreferro-peça) é removida.
Veja a Fig. 3 para a curva característica.
À
medida que o campo magnético externo aumenta, o ponto de operação se
move para a região AB da Fig. 3. As paredes de domínio começam a se
deslocar e, por fim, atingem um estado em que cada cristal representa
um único domínio. Aumentos adicionais na intensidade do campo magnético
resultam em saturação magnética, um estado no qual os domínios giram
contra as forças de anisotropia até que todos os domínios se alinhem na
direção do campo aplicado (Fig. 2b). Este estado é representado pela
região BC na curva de B versus H (Fig. 3).
Legenda:
B = densidade de fluxo magnético (escala relativa);
H = intensidade do campo magnético (escala relativa).
Figura 3. Curva característica típica da densidade de fluxo magnético B versus intensidade do campo magnético H. (R03)
Se
o campo magnético aplicado for então removido, os domínios relaxam.
Como resultado, o alinhamento paralelo dos domínios é perturbado (Fig.
2c). O fluxo residual B, atinge uma nova energia mínima, no ponto D,
onde a magnetização H = 0.
Se
uma lacuna for introduzida, como mostrado na Fig. 2d, o material se
desmagnetiza espontaneamente. O desequilíbrio criado pela lacuna
resulta em um realinhamento dos domínios mais próximos a ela.
Esses
domínios assumem orientações a 180 graus da orientação original. A
energia mecânica injetada no sistema para introduzir as lacunas é usada
para transferir o ponto de operação de D para E. Se a lacuna de ar for
então reduzida a zero, como mostrado na Fig. 2e, o ponto de operação se
move ao longo do laço de recuo menor para F e os domínios retornam
quase à mesma orientação de antes. Se a lacuna for restaurada, o ponto
de operação se move em direção ao ponto E ao longo do laço de recuo
FGE. Ciclos repetidos de abertura e fechamento da lacuna fazem com que
o laço de recuo menor seja traçado.
A
presença de uma descontinuidade causa uma redução na área da seção
transversal do objeto ensaiado, resultando em um aumento local na
densidade do fluxo magnético.(R04)(R05)
Uma redução na permeabilidade, juntamente com um aumento na densidade
do fluxo magnético, faria com que o fluxo vazasse para o meio
circundante. Os campos de fuga magnética podem ser subdivididos em
campos de fuga ativos ou residuais. Para entender a origem dos campos
de fuga e a escolha da magnetização inicial para a técnica de campo de
fuga ativo, considere um tarugo de aço não magnetizado com uma
descontinuidade superficial, como mostrado na Fig. 4a. Seja A a área da seção transversal do tarugo e seja a
a área da seção transversal da descontinuidade. A área da seção
transversal da porção íntegra do tarugo na vizinhança da
descontinuidade é reduzida para (A — a) unidades (Fig. 4b).
Figura 4. Tarugo com descontinuidade:
(a) Vista do tarugo;
(b) seção transversal através da descontinuidade;
(c) características magnéticas do material do tarugo;
(d) tarugo com campo magnético, mostrando o campo de fuga da descontinuidade. (R04)
O
campo magnético H é uma grandeza vetorial porque possui magnitude e
direção. Na curva característica das Figuras 2 e 3, para materiais
isotrópicos, H é a componente de magnitude e, portanto, é uma grandeza
escalar.
Então,
coloque o tarugo em um campo magnético uniforme H e represente a
densidade de fluxo induzido na porção íntegra do tarugo por B1 (weber por metro quadrado). Essa densidade de fluxo magnético corresponde a um ponto P à direita do μmax
na curva de permeabilidade do material, como ilustrado na Figura 4c. O
ponto correspondente na curva de magnetização inicial na Figura 4c é o
ponto Q. A densidade de fluxo magnético que atravessa a parte íntegra
do tarugo é B1 (tesla). Agora, se assumirmos que esse mesmo
fluxo magnético deve passar pela área reduzida do tarugo na vizinhança
da descontinuidade, então a densidade de fluxo presente nessa seção é
maior que B1 é igual a B1A.(A-a)-1, ou seja, B2.
Esse
aumento local da densidade de fluxo magnético resulta em uma mudança do
ponto de operação na curva de magnetização de Q para Q' e uma
correspondente diminuição da permeabilidade local de P para P'. No
entanto, isso resulta em demandas conflitantes na vizinhança da
descontinuidade. A densidade de fluxo magnético deve aumentar com a
redução da área da seção transversal, mas essa mudança leva a
permeabilidade na região restrita do tarugo a um valor menor do que o
presente nas regiões íntegras. Consequentemente, parte do fluxo escapa
para o meio circundante próximo à descontinuidade e é chamado de campo
de fuga (Fig. 4d). A detecção desse campo de fuga é a base do ensaio de
fuga de fluxo magnético.
2.1 DESCONTINUIDADES SUBSUPERFICIAIS
Se
uma descontinuidade estiver mais abaixo da superfície, a dificuldade de
detectar esses campos de fuga magnética é muito maior. A razão para
essa dificuldade é que o material circundante tende a suavizar a
distorção do campo devido à descontinuidade subsuperficial, resultando
assim em uma pequena perturbação do campo na superfície do tarugo. (R04) Como
a maioria dos detectores usados para monitorar os campos de fuga
magnética depende de uma mudança abrupta no gradiente do campo para
registrar a presença do campo, é naturalmente difícil detectar a
localização de descontinuidades subsuperficiais, como ilustrado na
Figura 5.
Figura 5. Tarugo com descontinuidade subsuperficial, mostrando o campo de fuga resultante. (R04)
2.2 GRAU DE MAGNETIZAÇÃO SUPERFICIAL
O ponto de operação inicial na característica de permeabilidade do material é muito importante. (R04) Por exemplo, se esse ponto estiver à esquerda de μmax,
como ilustrado pelo ponto T na Fig. 4c, um aumento na densidade de
fluxo magnético com uma redução de área devido a uma descontinuidade
levaria a uma permeabilidade local maior do que a permeabilidade de um
material livre de descontinuidades. Assim, existe a possibilidade de a
descontinuidade passar despercebida nessas circunstâncias.
Além
disso, se a magnetização inicial do material localizar o ponto de
operação próximo à saturação, a diferença entre a densidade de fluxo
magnético no material e o campo magnético de dispersão no meio
circundante diminui com o aumento da área da seção transversal da
descontinuidade. Portanto, o problema da detecção quantitativa das
descontinuidades é ampliado, pois torna-se cada vez mais difícil
discriminar a severidade das várias heterogeneidades.
Além
disso, como o grau de magnetização é muito elevado, a rugosidade da
superfície é facilmente confundida com descontinuidades reais,
resultando na rejeição injustificada de objetos ensaiados.
Portanto,
existe um limite superior e inferior de magnetização ao qual um objeto
ensaiado deve ser submetido para que a técnica de campo de fuga
magnética em ensaios não destrutivos seja mais eficaz. A magnetização
do objeto ensaiado situa-se na parte linear da curva de magnetização,
de forma que a permeabilidade do material seja máxima. A magnetização
não deve se aproximar da saturação, mas sim apresentar um valor de
densidade de fluxo que localize o ponto de operação inicial do material
na parte mais íngreme da curva de indução inicial.
Se
o grau de magnetização for muito baixo, as descontinuidades podem
passar despercebidas e, se o nível de magnetização for muito alto, a
falta de discriminação de descontinuidades pode resultar em indicações
falsas.
3. ENSAIO DE CORRENTES PARASITAS
As
técnicas de ensaio não destrutivo por correntes parasitas baseiam-se
nos princípios da indução magnética para analisar os materiais
ensaiados. Uma compreensão completa do processo físico subjacente só
pode ser obtida através das equações de Maxwell. No entanto, a base
física da técnica também pode ser compreendida qualitativamente. O
ensaio por correntes parasitas baseia-se no fato de que, quando uma
bobina excitada por uma corrente alternada é aproximada de um material,
a impedância final da bobina se altera. (R06)
Essa
alteração está associada ao fato de que o campo primário gerado pela
bobina de correntes parasitas induz correntes parasitas na amostra
condutora.
De
acordo com a lei de Lenz, a direção das correntes parasitas induzidas
e, consequentemente, o campo secundário gerado por essas correntes,
opõem-se alterando o campo primário (Fig. 6). (R07) (R08) Se
o objeto ensaido for não ferromagnético, a fuga de fluxo magnético
associada à bobina diminui devido à natureza oposta dos campos primário
e secundário. Como a autoindutância da bobina é definida como o fluxo
magnético por ampère, a indutância da bobina diminui.
Figura 6. Bobina com corrente alternada sobre um objeto condutor, mostrando a direção oposta das correntes primária e induzida. (R07)
A
diminuição da indutância é acompanhada por um aumento na resistência,
devido ao fato de que as perdas por correntes parasitas incorridas na
amostra precisam ser compensadas pela fonte de excitação primária. Essa
perda se manifesta como uma mudança na resistência da bobina.
A
presença de uma descontinuidade ou heterogeneidade no objeto ensaiado
causa uma redução, bem como uma redistribuição das correntes parasitas.
Consequentemente, as mudanças na indutância e na resistência da bobina
de excitação são correspondentemente menores. A Figura 7a mostra como a
impedância de uma bobina muda ao se aproximar de amostras condutoras
não ferromagnéticas com e sem descontinuidades. Deve-se notar que a
Figura 7 exagera bastante essas mudanças.(R07) (R08)
O
processo subjacente é mais complexo quando o objeto ensaiado é
ferromagnético. Contrabalançando a diminuição da indutância (devido à
influência das correntes parasitas induzidas no objeto ensaiado) ocorre
um aumento na indutância atribuível à maior permeabilidade do material.
Este último efeito geralmente predomina, de modo que a indutância da
bobina aumenta quando a bobina entra em contato com uma amostra
ferromagnética (Fig. 7b). A variação na indutância também é acompanhada
por um aumento na resistência atribuível às perdas por correntes
parasitas e histerese.(R07) (R09)
 
Legenda:
1. Bobina no ar.
2. Bobina sobre a amostra com descontinuidade.
3. Bobina sobre a amostra sem descontinuidade.
Figura 7. Trajetórias do plano de impedância da bobina sobre as amostras:
(a) sobre a amostra não ferromagnética;
(b) sobre a amostra ferromagnética.
As alterações estão exageradas para maior clareza. (R07) (R08)
As
variações na impedância da bobina causadas por descontinuidades no
objeto ensaiado são frequentemente muito pequenas em comparação com o
valor de repouso (não afetado) da impedância da bobina. A detecção e a
medição dessas pequenas variações são frequentemente realizadas usando
circuitos de ponte.
Nesse
sentido, existe uma distinção útil entre dois tipos de bobinas de
ensaio: (1) bobinas absolutas e (2) bobinas diferenciais. Uma bobina
absoluta responde às propriedades eletromagnéticas do objeto ensaiado
no campo magnético da bobina sem comparação com a resposta de uma
segunda bobina. Bobinas diferenciais são duas ou mais bobinas
conectadas de forma que as diferenças eletromagnéticas nas regiões
abaixo das bobinas causem um desequilíbrio entre elas, que será
sinalizado.
Um
problema da sonda de correntes parasitas absolutas é a dificuldade de
detectar pequenas variações de impedância, que se sobreponham ao valor
no ar. Além disso, alterações nos parâmetros da bobina devido a fatores
ambientais e ao afastamento da bobina podem frequentemente mascarar
alterações devido a descontinuidades, dificultando muito a
interpretação do sinal.
Uma
alternativa à sonda de correntes parasitas absoluta é a sonda de
correntes parasitas diferencial. A Figura 8 mostra uma sonda de
correntes parasitas diferencial projetada para ensaiar tubos. (R09) A
sonda consiste em duas bobinas idênticas montadas no mesmo eixo do
tubo, mas espaçadas por uma pequena distância. As duas bobinas formam
dois braços de um circuito em ponte, como ilustrado na Figura 9. (R09) O
sinal de desequilíbrio da ponte é a diferença de tensão na impedância
das duas bobinas. Quando a sonda é movida sobre uma descontinuidade, a
variação na impedância da primeira bobina ao varrer a descontinuidade
resulta em uma tensão de desequilíbrio. A impedância diferencial traça
uma trajetória 0A0 no plano de impedância mostrado na Figura 10. (R08) Da
mesma forma, quando a segunda bobina varre a descontinuidade, a
impedância diferencial traça a trajetória 0B0 na direção oposta. O
formato da trajetória no plano de impedância é uma função da natureza
da descontinuidade. Essa informação é usada para inverter o sinal
medido pela sonda de correntes parasitas, a fim de determinar o formato
e o tamanho da descontinuidade.
Figura 8. Sonda de correntes parasitas diferencial para inspeção de tubos pelo seu interior. (R07)
Figura 9. Ponte de corrente alternada para medir mudanças na impedância.
Legenda:
R = resistência (escala relativa)
X = reatância (escala relativa)
Figura 10. Entalhe estreito axissimétrico no diâmetro externo do tubo e com largura/abertura menor que o espaçamento da bobina diferencial:
(a) diagrama;
(b) trajetória do plano de impedância obtida para o entalhe. (R07)
3.1 CONDUTIVIDADE ELÉTRICA E RESISTIVIDADE
Nos
ensaios de correntes parasitas, em vez de descrever a condutividade em
termos absolutos, uma unidade arbitrária tem sido amplamente adotada.
Como as condutividades relativas de metais e ligas variam em uma ampla
faixa, um valor de referência para a condutividade tem sido amplamente
utilizado. Em 1913, a Comissão Eletroquímica Internacional estabeleceu
que um grau específico de cobre de alta pureza, totalmente recozido —
medindo 1 m de comprimento, com uma seção transversal uniforme de 1 mm2
e uma resistência de 17,241 mΩ a 20 °C — seria arbitrariamente
considerado 100% condutivo (100% IACS). O símbolo para condutividade é
σ e a unidade é siemens por metro. A condutividade também é
frequentemente expressa como uma porcentagem do Padrão Internacional de
Cobre Recozido ("IACS-International Annealed Copper Standard"). (R10)
A
Tabela 1 lista a condutividade σ e a resistividade ρ de materiais
selecionados. Observe que condutância e resistência são inversamente
proporcionais: um bom condutor é um mau resistor. A resistividade ρ é
expressa em termos absolutos de ohm-metro ou microohm-centímetro. Para
converter, basta seguir a Equação 1:
Tabela 1. Resistividade e Condutividade Elétrica de alguns metais e ligas metálicas.(R11)
A
impedância da sonda de ensaio varia com a condutividade de um material
próximo. A Figura 11 mostra como a magnitude/amplitude da impedância
diminui com o aumento da condutividade.
Figura
11. Lugar geométrico da condutividade medida, com a condutividade
expressa em siemens por metro (percentagens do Padrão Internacional de
Cobre Recozido). (R06) (R10) (R12)
A
reatância indutiva da bobina é representada no eixo Y; a resistência da
bobina é representada no eixo X. O ponto de condutividade de 0%, ou
ponto de ar, é quando a reatância da bobina vazia é máxima.
A
condutividade é influenciada por muitos fatores. A Figura 11 representa
um lugar geométrico da condutividade medida. A Tabela 1 lista as
condutividades de materiais com diferentes composições químicas. (R11) (R13)
3.2 IMPEDÂNCIA
The vector sum of the reactive and
resistive components is impedance.
Impedance is a quantity with magnitude
and direction directly proportional to
frequency. To construct a universal
impedance diagram valid for all
frequencies, the impedance must be
normalized. (R06) Figure 12 shows a typical
normalized impedance diagram. (R06)
A
soma vetorial dos componentes reativos e resistivos é a impedância. A
impedância é uma grandeza cuja magnitude e direção são diretamente
proporcionais à frequência. Para construir um diagrama de impedância
universal válido para todas as frequências, a impedância deve ser
normalizada. (R06) A Figura 12 mostra um diagrama de impedância normalizado típico. (R06)
Figura 12: Efeito da mudança de frequência
(a) impedância primária sem circuito secundário;
(b) impedância primária com circuito secundário.
A impedância primária Zp
é afetada por mudanças na frequência (ω = 2πf). A Figura 12a representa
a impedância primária sem um circuito secundário ou objeto ensaiado.
A
Figura 12b ilustra o efeito da frequência na impedância primária com um
circuito secundário ou objeto ensaiado presente. A resistência primária
R1 mostrada na Figura 12a, foi omitida da Figura 12b porque
a resistência tem um efeito relativamente pequeno na frequência. O
termo ωLsG
na Fig. 12b representa uma grandeza de referência para a impedância
secundária, onde G é a condutância secundária (siemens) e Ls é a reatância secundária (ohm).
Uma normalização adicional é realizada dividindo-se os componentes reativos e resistivos pela reatância indutiva primária ωLo, sem a presença de um circuito secundário. Na Fig. 13, os termos ωL.(ωLo)-1 e R.(ωLo)-1 representam a impedância relativa da bobina ensaiado, influenciada pelo objeto ensaiado.
Figura
13. Diagrama de impedância normalizada para uma bobina longa envolvendo
uma barra cilíndrica sólida não ferromagnética e para um tubo de parede
fina. Fator de enchimento da bobina = 1,0. (R12) (R13)
4. ENSAIO DE MICROONDAS
4.1 RADIAÇÂO DE MICROONDAS (R14)
O
termo micro-ondas é usado para designar todas as ondas de radiação
eletromagnética cujas frequências se situam entre 0,3 e 300 GHz. Essas
frequências correspondem a uma faixa de comprimentos de onda no vácuo,
de cerca de 1 m (39 pol.) a 1 mm (0,04 pol.). No vácuo ou no ar, as
micro-ondas viajam à velocidade da luz, cerca de 2,998 x 10⁸ m/s (671
milhões de mi/h).
Como
visto na Figura 14, as micro-ondas ocupam a porção do espectro
eletromagnético entre as ondas de rádio e a radiação infravermelha. (R14) (R15) As
micro-ondas são comuns no dia a dia. O público se familiarizou com elas
inicialmente como a forma de energia usada para radares. Os fornos de
micro-ondas são comumente usados tanto para cozinhar quanto para
secar alimentos. Circuitos de telefonia e comunicação utilizam estações
retransmissoras de micro-ondas para transmitir sinais a distâncias de
muitos quilômetros. Sinais de televisão são frequentemente transmitidos
por meio de micro-ondas e são enviados e recebidos por antenas
parabólicas, que são utilizadas em tamanhos maiores para comunicações
espaciais e radioastronomia. O direcionamento, rastreamento e controle
de espaçonaves são possibilitados por micro-ondas. As micro-ondas
também são utilizadas para ensaios não destrutivos e espectroscopia.
Figura
14. Comprimentos de onda e frequências do espectro eletromagnético. As
micro-ondas estão entre as ondas infravermelhas e as ondas de rádio. (R14)
4.2 APROXIMAÇÃO EXPERIMENTAL BÁSICA
As
micro-ondas propagam-se facilmente através da maioria dos materiais não
metálicos. Em contraste, as micro-ondas refletem-se quase completamente
nas superfícies metálicas, penetrando apenas distâncias microscópicas
abaixo da superfície.
A Figura 15 ilustra uma configuração experimental típica para a técnica de transmissão de micro-ondas. (R16) A
ideia básica é que um objeto de teste não metálico (dielétrico) é
irradiado por energia de micro-ondas proveniente de uma antena
transmissora; o sinal então viaja através da amostra e é recebido por
uma antena receptora. A diferença de fase entre os sinais incidente e
recebido está diretamente relacionada à espessura da placa e à sua
permissividade relativa εr, que em geral é um parâmetro complexo:
Figura 15. Aparato de medição para a técnica de transmissão de micro-ondas. (R15)
A permissividade dielétrica relativa εr"
está relacionada à atenuação sofrida pelo sinal ao viajar através da
placa. (A permissividade absoluta é medida em farads por metro; a
permissividade relativa é uma razão adimensional.)
Um
oscilador de varredura de micro-ondas é usado para gerar um sinal de
frequência varrida, que passa por um isolador e é então dividido em um
sinal de ensaio e um sinal de referência. O sinal de referência
torna-se o sinal de entrada para o canal de referência de um analisador
de redes de micro-ondas. O sinal de ensaio passa por outro isolador,
que impede que reflexões corrompam o sinal de referência. Após passar
por um frequencímetro, o sinal irradia a amostra ensaiado através de
uma pequena antena transmissora tipo corneta. O sinal que se propaga
através da amostra é então captado por uma pequena antena receptora
tipo corneta e, subsequentemente, direcionado para o canal de ensaio do
analisador de redes. O analisador de redes compara a amplitude e a fase
do sinal de ensaio com as do sinal de referência.
Um material dielétrico sem perdas (εr" = 0) possui uma permissividade relativa εr
que é real e maior que 1. O comprimento de onda λ (metro) e a constante
de fase β (radianos por metro) para uma onda eletromagnética que se
propaga em tal dielétrico são:
e:
onde:
onde c é a velocidade da luz (aproximadamente 2,998 x 10⁸ m/s) e f é a
frequência (hertz). É evidente que o comprimento de onda λ em um
material dielétrico é menor que o comprimento de onda λo no
vácuo. Portanto, uma placa dielétrica possui um comprimento elétrico
maior que uma coluna de ar de espessura igual. O comprimento elétrico é
definido como o número de comprimentos de onda entre dois pontos. Essa
redução no comprimento de onda causa uma maior defasagem por unidade de
comprimento para uma onda que se propaga no dielétrico, o que é usado
para determinar tanto a permissividade relativa quanto a espessura das
placas dielétricas.
A
Figura 16 mostra as vistas em corte lateral e axial de uma abertura
coaxial de extremidade aberta para a técnica de reflexão de
micro-ondas. Esta técnica é utilizada para avaliação de trincas
superficiais em metais.
Figura
16. Abertura coaxial aberta para técnica de reflexão de micro-ondas
para avaliação de trincas superficiais em metais: (a) vista lateral;
(b) vista axial. (R16)
O
modo de operação dominante para linhas coaxiais é o modo
eletromagnético transversal. O termo transversal refere-se ao fato de
que as direções das linhas elétricas (radiais) e das linhas do campo
magnético (concêntricas) são ortogonais entre si e ambas são ortogonais
à direção de propagação da energia (ao longo da linha coaxial), como
mostrado na Figura 17.
Figura
17. Distribuições de campo e geometria relativa da trinca na abertura
da sonda coaxial, ilustrando o arranjo do modo eletromagnético
transversal. (R16)
Quando
uma linha coaxial é cortada em uma extremidade e terminada por uma
placa metálica, diz-se que ela está em curto-circuito. Como resultado,
o campo elétrico na placa (o curto-circuito) é totalmente refletido com
uma defasagem de 180 graus. Quando uma trinca é introduzida no metal Na
placa, quase todo o sinal incidente é refletido. No entanto, a fase do
sinal refletido depende da frequência de operação, das dimensões da
abertura coaxial, das dimensões da trinca e de sua localização na
abertura coaxial. O comprimento da trinca exposta à abertura de
sondagem varia em função da distância de varredura, como pode ser visto
na Figura 17.
Pode-se
usar um analisador de redes vetorial e medir a variação na
magnitude/intensidade e na fase do coeficiente de reflexão. Entretanto,
um refletômetro ou detector de fase relativamente pequeno, simples e
barato pode ser projetado e construído usando componentes discretos de
micro-ondas. Dessa forma, uma tensão de corrente contínua proporcional
à magnitude ou à fase do coeficiente de reflexão pode ser medida e
registrada para indicar a presença e as propriedades de uma trinca
Autores:
- Lalita Udpa, Michigan State University, East Lansing, Michigan
- Satish S. Upda Michigan State University East Lansing, Michigan
Referências
- Nondestructive Testing Handbook,
second edition: Vol. 6, Magnetic Particle
Testing. Columbus, OH: American
Society for Nondestructive Testing
(1989).
- Udpa, L. Imaging of Electromagnetic
NDE Phenomena. Ph.D. dissertation.
Fort Collins, CO: Colorado State
University (1986).
- Udpa, S.S. Finite Element Modeling of
Residual Magnetic Phenomenon. M.S.
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